IRS輔助的SWIPT系統中基于能效優先的波束成型優化方法

irs輔助的swipt系統中基于能效優先的波束成型優化方法
技術領域
1.本發明屬于信息與通信工程領域，提出了智能反射面(intelligent reflecting surface,irs)輔助的無線攜能通信(simultaneous wireless information andpowertransfer,swipt)系統中基于能效優先的發送端多天線有源波束成型與智能反射面無源波束成型的優化方法。該方法有效提升了swipt系統能量收集與信息解碼的效率，并且可以顯著降低系統能量收集接收端的能量閾值，提升系統的整體能效。


背景技術：

2.智能反射面(irs)是由多個低成本可重構無源反射單元構成的平面陣列，以一個軟件控制器協調其工作模式，其中每個元件均可以控制入射電磁波的反射角和反射強度，從而實現對反射信號的相位和幅度進行控制，使反射電磁波獨立產生相移，形成滿足差異化通信需求的三維無源波束。irs單元通過控制入射信號的幅度和(或)相位反射入射信號，從而協同實現細粒度的三維波束成形，用于定向信號的增強和抵消。雖然5g物理層技術通常能夠適應無線環境的變化，但信號的傳播本質上是隨機的，很大程度上是不可控的。而智能反射面可以通過軟件控制反射，來重構無線傳播環境。具體地說，irs是由大量低成本無源反射單元組成的平面，每個單元可以獨立改變入射信號的振幅或相位，從而協同實現細粒度的三維波束成形。irs通過可控的反射修改了無線信道環境，為無線通信提供了一個新的自由度，為實現智能可編程無線環境鋪平了道路，這與現有的發射機/接收機無線鏈路配置形成了鮮明對比。由于irs不使用射頻鏈(一種成本高能耗大的器件)，并且工作距離短，成本低、能耗低，因此可以密集部署，不需要考慮irs之間的干擾管理。
3.irs在傳統多輸入多輸出(multiple input multiple output，mimo)系統中的部署可以是在協助多天線發射機和用戶之間的通信的系統中部署一個irs。信號從發射器發出，發射機和用戶之間可能存在通信的直接路徑，并且在發射機上進行波束成型以改善用戶的信號接收。同時，由于無線信道的廣播性質，信號也被irs接收，此時irs將反射該信號，借助于irs控制器，可以控制反射的主方向。特別是，在所有的元表面上引入適當的相移，以建設性地創建它們各自散射的信號的相干組合，從而創建聚焦于用戶的信號束，表面越大，光束就越窄，這種策略也被稱為能量聚焦。另一方面，如果由于嚴重陰影或阻塞而不存在直接路徑，則發射機應該執行相對于irs的波束成形。然后，irs可以充當非放大繼電器，將事件信號反射并聚焦到用戶，以協助端到端通信。
4.irs輔助的多輸入單輸出(multiple input single output，miso)的無線攜能通信(swipt)系統中傳輸天線的設計，采用irs簡化發射機結構。為避免大型系統線性整數問題(linear integerproblem,lip)的高復雜度，可以引入irs反射系數設計的元素
?
元素迭代策略。由irs輔助的swipt系統中發送端有源波束成型與irs側無源波束成型聯合設計，經過聯合優化，能最大限度地減少發送端的發射功率，同時需要受限于信息接收端的信干噪比(signal to interference andnoise ratio,sinr)約束和能量收集約束。將irs技術和miso swipt技術相結合，是通信感知一體化的結果，目前已經受到了研究人員的廣泛關注。


技術實現要素：

5.本發明公開了irs輔助的swipt系統中基于能效優先的波束成型優化方法。以系統總能效目標，在發送端功率控制、能量收集接收端能量約束、irs相移約束等條件下設計發送端有源波束成型向量與irs無源波束成型向量。首先設計接收端能量門限約束值，采用交替方向乘子法(alternating direction method ofmultipliers,admm)求解系統能效。即，固定irs相移矩陣，求解發送端有源波束成型向量，轉化為半正定凸松弛(semi
?
definite relaxation,sdr)問題后采用凸優化方法求解。當發送端獲得最佳有源波束成型向量后，計算irs無源情況下的接收端能量門限約束值，再轉化為凸優化問題求irs相移矩陣與反射波束成型向量，進而求得系統能效，實現irs輔助的swipt系統中系統能效最大化。
6.本發明的技術方案包括以下步驟：
7.步驟1、irs輔助的swipt系統的場景假設與建模
8.在irs輔助的swipt系統中，多個天線的發送端(基站)st通過irs，同時向k
e
個能量收集接收節點k
i
個信息解碼接收節點發送能量和信息；其中，st發送天線數m＞1，信息解碼(information decoding,id)或能量收集(energy harvesting,eh)接收節點均為單天線；其中，st到信道增益向量irs到信道增益向量h
si
∈
l
×
m
為st到irs信道矩陣，st到信道增益向量irs到信道增益向量定義相移矩陣g＝diag(q1,q2,
…
,q
l
)，其中q
l
＝βexp{jθ
l
},θ
l
∈[0,2π],表示第l個irs反射陣源的反射系數相移，q＝[q1,
…
,q
l
]
h
為irs中的單個反射陣源，本模型中設置幅度β＝1以獲得最大反射增益；若忽略irs二次以上反射信號功率，irs上的最大反射無損失，則第i個信息解碼接收節點接收到來自st與irs反射的信號為
[0009][0010]
其中，接收信號s
i
均為均值為零、方差為e[|s
i
|2]＝1的循環對稱復高斯(circularly symmetric complex gaussian,cscg)信號，st發射能量向量s
e
為零均值、協方差矩陣的偽隨機序列；st發射信號向量為n
i
為接收到的加性高斯白噪聲(additive white gaussian noise,awgn)，其服從均值為零、方差為的循環對稱復高斯分布；
[0011]
第i個信息解碼接收節點的接收信干噪比(sinr)為
[0012][0013]
第j個能量收集接收節點收集的能量為
[0014][0015]
信息解碼接收節點的可達速率為
[0016]
r
i
{|w
i
|,θ}＝blog2(1+γ
i
{|w
i
|,θ}),i＝1,2,
…
,k
i
???????
(4)
[0017]
其中b表示信道帶寬，st發射信號功率為故系統總功耗為
[0018][0019]
其中，總電路功耗p
c
＝p
u
+p
bs
+p
irs
，p
u
為移動用戶終端硬件功耗，p
bs
為基站硬件功耗，p
irs
為智能反射面的硬件功耗。若不考慮對分辨率的優化，ζ通常取1。
[0020]
本發明以最小能效最大化為優化目標，在st功率控制、能量收集接收端能量收集約束等多約束條件下的多變量耦合非線性優化問題如下
[0021][0022]
式(6)中c1中的p
max
表示st發射功率門限，c3約束中的γ
j
,j＝1,2,
…
,k
e
表示的能量收集門限。
[0023]
步驟2、設計最佳接收端能量門限值
[0024]
先對q
j
{|w
i
|,s
e
,θ}這一約束條件進行優化設計，首先將q
j
{|w
i
|,s
e
,θ}轉化為式(7)形式
[0025][0026]
最大化最小門限值問題轉為
[0027][0028]
其中，c1表示接收端sinr約束，γ
i
,i＝1,2,
…
,k
i
表示最小接收sinr門限值。為了方便推導，引入輔助變量t代替目標函數，問題(8)轉化為以下優化問題
[0029][0030]
通過交替優化迭代算法將優化問題(9)轉化為如下形式
[0031]
定義信道增益和將定義的信道增益代入問題(9)，則可以轉換為如下形式
[0032][0033]
定義w
i
＝w
i
w
ih
＞0，滿足rank(w
i
)≤1,上述問題可以繼續轉化為以下形式
[0034]
[0035]
由于c6約束條件rank(w
i
)≤1,為非凸，采用半正定凸松弛方法(sdr)，將此約束省去，最終得到優化問題
[0036][0037]
上述問題用matlab cvx工具箱求解，得到接收端能量門限值用于求解能效問題和發送端有源波束成型向量w
i
。
[0038]
步驟3、固定irs相移矩陣設計有源波束成型向量
[0039]
凸優化問題(12)中的t值為接收端能量門限值，將優化問題(6)中的c3約束條件轉換為凸性質；在irs系統中，發送端有源波束成型向量與智能反射面的相移之間存在強耦合關系，可以采用交替迭代方法對發送端有源波束成型向量與irs無源反射波束成型向量進行解耦合；即固定irs相移矩陣g，求解發送端有源波束成型向量w
i
；當獲得最佳發送端有源波束成型向量后，求解irs相移矩陣g；
[0040][0041]
由于通過使用dinkelbach算法，將分式優化目標轉化為參數相減形式定義系統能效η，η為問題(1)中目標函數的最優值，定義式(13)轉換為
[0042][0043]
得到最優的w
i
為8
×
8階矩陣，為了求得發送端有源波束成型向量w
i
的次優解，對w
i
進行奇異值分解(svd)；由于c5條件中矩陣秩的約束非凸，采用半定松弛方法(sdr)省去該約束后求解。
[0044]
步驟4、固定有源波束成型向量設計irs相移矩陣
[0045]
當發送端獲得最佳有源波束成型向量后，由凸優化問題(12)可以求解出s
e
，利用求得的s
e
和w
i
，進一步設計irs相移矩陣g；首先要求出問題(6)中c3約束在固定w
i
情況下的接收端能量門限約束值，具體求解過程如下
[0046][0047]
問題(15)中的c3約束是非凸的，故需要用伴隨代數將約束轉換為凸約束條件，根據rank(s
e
)＝r
e
；采用奇異值分解法(svd)分解得到能量波束令矩陣令矩陣令矩陣令矩陣令矩陣令矩陣同時，引入輔助向量而表示l+1維相移矩陣，此處并且rank(q)＝1；在上述矩陣的基礎上重新定義矩陣并且rank(q)＝1；在上述矩陣的基礎上重新定義矩陣，上述用于重新計算優化問題
[0048][0049]
采用半定松弛(sdr)方法省略rank(q)＝1約束，最終優化問題(16)可以求解出接收端能量門限；同時令收端能量門限；同時令信息解碼接收節點的可達速率轉換為引入矩陣接收點可達速率進一步轉化為問題(6)可以優化為以下目標函數
[0050][0051]
令且rank(q)＝1，將問題(17)轉化為凸優化問題標準形式
[0052][0053]
最終能得到l+1維矩陣q,再通過奇異值分解(svd)獲得和q，根據相移矩陣的定義式g＝diag(q1,q2,
…
,q
l
)即可求出irs的相移矩陣g。
[0054]
本發明的有益效果如下：
[0055]
本發明公開了irs輔助的swipt系統中一種基于能效優先的波束成型優化方法，包括發送端多天線有源波束成型與irs無源波束成型的聯合設計與優化。構造以最大化信息解碼接收端的最小能效為優化為目標，在發送端功率控制、能量收集接收端的能量約束、irs相移約束等多約束條件下的多變量耦合非線性優化問題，采用交替方向乘子法(admm)求解該非凸優化問題。首先固定irs相移矩陣，采用dinkelbach算法將分式目標函數轉化為參數相減形式，通過奇異值分解(svd)和半定松弛(sdr)得到發送端有源波束成型向量。當獲得最佳有源波束成型向量后，引入輔助向量將能效優化問題轉為凸優化問題，采用sdr得到irs相移矩陣與反射波束成型向量。仿真結果表明，irs輔助的swipt系統可以顯著降低系
統能量收集接收端的能量閾值。irs能夠有效提升swipt系統能量收集與信息解碼的效率，當irs反射陣源數與發送端天線數均為最大值時，系統可達最大能效。
附圖說明
[0056]
圖1為irs輔助的swipt系統場景圖。
[0057]
圖2為irs輔助的swipt系統3d模型圖。
[0058]
圖3為接收端能量門限值與迭代次數的關系圖。
[0059]
圖4為swipt系統中有/無irs與不同電路功耗時的能效與迭代次數關系圖。
[0060]
圖5為接收端用戶能效與基站(發送端)發射功率的關系圖。
[0061]
圖6為不同irs反射陣源數與不同發送端天線數情況下的能效圖。
具體實施方式
[0062]
圖1為irs輔助的swipt系統場景圖。swipt系統由發送端(基站)st、智能反射面irs、irs控制器、k
e
個能量收集接收節點k
i
個信息解碼接收節點組成。其中，st發送天線數為m，irs反射陣源數為l，irs通過一個irs控制器與st相連。假設st與irs均通過信道估計獲得統計csi，irs接收來自st的信息與能量，再通過平面陣源將信息反射給信息解碼接收節點，將能量反射給能量收集接收節點。
[0063]
圖2為irs輔助的swipt系統3d模型圖。其中，d
si
為st到irs之間的水平距離，d
v
表示sr和irs與st水平面的垂直距離，定義路徑損耗l(d)＝t0(d/d0)
?
α
，其中t0＝(λ/4π)2。當d0＝1m時的路徑損耗為
?
10db，d為通信鏈路的距離，α為路損指數。st到sr的距離irs到sr的距離
[0064]
圖3為接收端能量門限值與迭代次數的關系圖。它給出了問題(12)和問題(16)的優化結果。當信道噪聲一定時，在irs輔助的swipt系統中，接收端的能量門限值大幅下降。當接收端的能量門限閾值越小，全局通信性能越好。有irs的swipt接收端能量門限為
?
250dbm，無irs的swipt接收端能量門限為
?
113dbm。
[0065]
圖4為swipt系統中有/無irs與不同電路功耗時的能效與迭代次數關系圖。當st節點固定，發送端st天線數一定時，優化問題(14)求解得到的w
i
代入到問題(18)后求解出相移矩陣g，進一步計算出能效。由圖可知，系統中設電路功耗值p
c
＝
?
15dbm，同時采用irs明顯提高了系統的能效。隨著迭代的增加，電路功耗p
c
的降低，系統能效會顯著增加。當p
c
＝
?
15dbm時，irs輔助的swipt系統可達能效為300kb/j。當p
c
＝
?
5dbm時，irs輔助的swipt系統可達能效為33kb/j。
[0066]
圖5為接收端用戶能效與基站(發送端)發射功率的關系圖。隨著基站發射功率的增加，用戶能效逐漸增大，最終收斂于一個定值。仿真結果表明，當基站發射功率取值為5dbm時，所提irs輔助的swipt系統能效為300.5kb/j，能效顯著高于無irs輔助的swipt系統。
[0067]
圖6為不同irs反射陣源數與不同發送端天線數情況下的能效圖。當irs反射陣源數增加時，在相同發送端天線數情況下，系統能效顯著增加。當irs反射陣源數一定時，發送
端天線數減少，則系統能效降低。當irs反射陣源數l為25，發送端天線數m為8時，系統可達最大能效為300.5kb/j。因此，當irs反射陣源數與發送端天線數均為最大值時，系統可達最大能效。
[0068]
本技術領域中的普通技術人員應當認識到，以上實施例僅是用來說明本發明，而并非作為對本發明的限定，只要在本發明的范圍內，對以上實施例的變化、變型都將落在本發明的保護范圍。