本發明涉及變換器，具體為一種全橋隔離dcdc背靠背驅動控制方式。
背景技術：
1、全橋隔離dcdc變換器因其能夠實現高頻軟開關、有效降低功率開關器件的損耗，已成為現代高效功率轉換領域的核心拓撲，廣泛應用于數據中心服務器電源、通信基礎設施、工業電源系統、新能源汽車車載充電機及車載電源、光伏儲能逆變器以及高端消費電子等眾多關鍵領域。但是dcdc也存在自身的不足，在小負載或者空載時候，理論上需要較高或者無窮大的開關頻率才能穩壓穩流，但實際上功率管的開關頻率往往有限制，因此在工程上dcdc在小負載時候采用兩種方式：
2、1.采用打嗝的方法來解決穩壓穩流問題，但打嗝往往會帶來輸出電壓紋波問題；
3、2.采用對稱縮減占空比來減小輸入諧振腔能量，從而穩壓穩流，該方式輸出電壓紋波小，但是占空比縮減到一定程度后，所有的管子便失去了軟開通能力；
4、因此需要一種全橋隔離dcdc背靠背驅動控制方式對上述問題做出改善。
技術實現思路
1、為了解決dcdc變換器在輕載或空載工況下的穩壓穩流以及傳統對稱縮減占空比法在輕載或空載工況下所有功率開關管失去軟開通能力的問題，本發明提供一種全橋隔離dcdc背靠背驅動控制方式，以解決上述的問題。
2、為實現上述目的，本發明提供如下技術方案：
3、一種全橋隔離dcdc背靠背驅動控制方式，包括以下步驟：
4、s1：構建dcdc變換器拓撲，所述拓撲包括直流輸入單元、開關橋臂單元、諧振網絡單元、整流濾波單元及負載單元。
5、s2：采用背靠背發波方式生成驅動信號，所述驅動信號包括互補的第一驅動信號q1p和第二驅動信號q1n，分別用于驅動開關橋臂單元中的對應功率開關管。
6、s3：通過周期定時器進行累加計數，將周期值和比較值標幺化為1，設定兩個比較值sm1、sm2及兩個非相等的死區時間td1、td2。
7、s4：當周期定時器累加值等于sm1時，延時死區時間td1后開啟第一驅動信號q1p，當累加值等于sm2時關閉第一驅動信號q1p。
8、s5：當周期定時器累加值等于sm2時，延時死區時間td2后開啟第二驅動信號q1n，當累加值等于sm1時關閉第二驅動信號q1n。
9、s6：通過上述驅動信號控制功率開關管的通斷，實現一對功率開關管的軟開通，同時保證輸出電壓電流紋波可控，解決dcdc變換器輕載或空載工況下的穩壓穩流問題。
10、作為本發明優選的方案，所述dcdc變換器拓撲為全橋隔離dcdc變換器拓撲，全橋隔離dcdc變換器拓撲從左至右依次包括：直流輸入電源uin、輸入濾波電容cin、mos1~mos4四個mosfet構成的全橋開關臂、諧振電感lr、諧振電容cr、變壓器t及其勵磁電感lm、d1~d4四個整流二極管及輸出濾波電容co構成的整流濾波網絡、負載ro。其中，mos1與mos4由第一驅動信號q1p驅動，mos2與mos3由第二驅動信號q1n驅動。
11、全橋隔離dcdc變換器的驅動信號的生成邏輯如下：
12、周期定時器正常累加，當累加值等于sm1時，延時死區td1后q1p開啟，驅動mos1與mos4導通；
13、當累加值等于sm2時，q1p關閉，mos1與mos4截止；當累加值等于sm2時，延時死區td2后q1n開啟，驅動mos2與mos3導通；
14、當累加值等于sm1時，q1n關閉，mos2與mos3截止；
15、由于td1≠td2，q1p開啟時，mos1與mos4的ds電壓已降至0v，實現軟開通；q1n開啟時，mos2與mos3的ds電壓保持高電平，為硬開通，但整體開通損耗顯著降低。
16、作為本發明優選的方案，所述dcdc變換器拓撲為半橋隔離dcdc變換器拓撲，半橋隔離dcdc變換器拓撲從左至右依次包括：直流輸入電源uin、輸入濾波電容cin、mos1~mos2兩個mosfet構成的半橋開關臂、諧振電感lr、諧振電容cr、變壓器t及其勵磁電感lm、d1~d4四個整流二極管及輸出濾波電容co構成的整流濾波網絡、負載ro。其中，mos1由第一驅動信號q1p驅動，mos2由第二驅動信號q1n驅動。
17、其背靠背發波邏輯與全橋隔離dcdc一致：周期定時器累加值達到sm1時，延時td1開啟q1p，mos1導通；
18、累加值達到sm2時，q1p關閉，mos1截止；
19、累加值達到sm2時，延時td2開啟q1n，mos2導通；
20、累加值達到sm1時，q1n關閉，mos2截止；
21、q1p開啟時，mos1的ds電壓降至0v，實現軟開通；
22、q1n開啟時mos2為硬開通，通過軟開通管降低損耗，同時保證輸出紋波可控。
23、作為本發明優選的方案，所述dcdc變換器拓撲為三相隔離dcdc變換器拓撲，三相隔離dcdc變換器拓撲從左至右依次包括：直流輸入電源uin、輸入濾波電容cin、mos1~mos6六個mosfet構成的三相開關臂、三組諧振電感lr1~lr3、三組諧振電容cr1~cr3、三組變壓器t1~t3及其三組勵磁電感lm1~lm3、d1~d6六個整流二極管及輸出濾波電容co構成的整流濾波網絡、負載ro。
24、其中，第一橋臂mos1由q1p驅動、mos2由q1n驅動；第二橋臂mos3由q2p驅動、mos4由q2n驅動；第三橋臂mos5由q3p驅動、mos6由q3n驅動。
25、三相隔離dcdc的背靠背發波邏輯與半橋、全橋一致，核心區別在于三組橋臂的pwm驅動信號之間具有120°相位差，通過相位差設計實現三相能量的均衡輸入，進一步提升變換器的帶載能力和穩定性，每組橋臂的驅動信號均遵循“sm1+td1開啟、sm2關閉”和“sm2+td2開啟、sm1關閉”的邏輯，實現每組橋臂中一個功率管的軟開通。
26、作為本發明優選的方案，所述周期定時器的工作模式為上升模式或上升下降模式中的任意一種，所述第一驅動信號q1p與第二驅動信號q1n互補導通。
27、作為本發明優選的方案，所述sm1與td1共同決定第一驅動信號q1p的開啟時刻，sm2決定第一驅動信號q1p的關閉時刻，sm2與td2共同決定第二驅動信號q1n的開啟時刻，sm1決定第二驅動信號q1n的關閉時刻。
28、作為本發明優選的方案，所述背靠背發波方式通過具備pwm模塊的芯片實現，所述芯片為dsp芯片或stm32芯片。
29、作為本發明優選的方案，所述軟開通的實現方式為：第一驅動信號q1p開啟時，其驅動的功率開關管的ds電壓降至0v，實現軟開通，第二驅動信號q1n開啟時，其驅動的功率開關管為硬開通，通過一對管的軟開通降低開通損耗。
30、與現有技術相比，本發明通過連續的背靠背發波方式，避免了打嗝法的間隙發波特性，保證能量輸入的連續性，配合控制環路優化，可實現穩定的電壓電流輸出，解決了dcdc在輕載或者空載時候輸出電壓電流紋波過大問題，并使其中一對功率管實現軟開通，提高效率；
31、與現有技術相比，本發明通過非相等死區時間的設計，使其中一對功率開關管開啟時ds電壓降至0v，實現軟開通，降低開關損耗，相比傳統對稱縮減占空比法的全硬開通，顯著降低了開通損耗，提升了變換器轉換效率；
32、與現有技術相比，本發明由于發波過程連續，輸出電壓電流紋波遠小于傳統打嗝法，且通過優化控制環路可進一步降低紋波，滿足高精度供電需求；
33、與現有技術相比，本發明通過適用于全橋、半橋及三相dcdc變換器拓撲，可通過dsp、stm32等常用pwm芯片實現，無需額外增加硬件成本，便于工程化應用。