一種車載毫米波雷達線性調頻連續波運動頻率擴展校正方法與流程

本發明屬于雷達信號處理和汽車電子技術領域，尤其涉及一種適用于車載毫米波雷達線性調頻連續波的運動頻率擴展校正方法。

背景技術：

車載毫米波的研究始于20世紀70年代，早期受到元器件的限制發展較慢，隨著近年來集成電路的進步、人工智能以及無人駕駛研究的深入，包括電路實現、市場分析以及信號處理在內的車載毫米波雷達研究變得活躍起來。車載毫米波雷達技術的發展與演變，自上世紀70年代最先路測的35ghz頻段，到近來得到廣泛商業應用的24/77ghz頻段。

毫米波雷達探測范圍適中，距離分辨率及距離精度較高，并且對目標的速度信息比較敏感。在常見的霧、雨、雪等天氣狀況下，毫米波雷達均能正常工作。即使在比較惡劣的環境下，毫米波雷達也能維持一定的性能水平。同時，毫米波電路由于其在硅片中的高度集成且價格低廉，完美適應無人駕駛場景下對傳感器小體積、低功率以及低成本的限制和需求?；谝陨显?，在無人駕駛汽車及高級駕駛輔助系統中，毫米波雷達相比于激光雷達、超聲波雷達以及攝像機等傳感器有著明顯的優勢和不可替代的作用。

車載毫米波雷達波形包括連續波、脈沖連續波、調頻連續波以及步進連續波等，不同雷達波形因其距離/速度分辨率不同而具有各自的適用場景。其中，調頻連續波的頻率隨著時間線性增長，信號產生和處理簡單，通過發送和接收信號的頻率差來檢測并區分目標，能同時獲得較高的距離/速度分辨率，并且距離分辨率與帶寬成反比。在調頻連續波中，鋸齒波調制方式通過2維fft處理來解目標距離參數及速度參數的頻率耦合，其檢測精度高、不涉及多目標的匹配問題，能獲得更低的虛警率和漏警率，因此被廣泛研究和使用。

fmcw一方面通過檢測目標中頻信號頻率計算其對應的距離參數，另一方面針對多個掃頻的相位變化來檢測其多普勒頻率。但由于fmcm為連續波，即在整個檢測時間內持續發射信號，因此目標與雷達的徑向距離由于相對運動的存在不能再被認為是固定的。具體而言，目標與雷達的距離變化不僅與慢時間維有關，而且還與快時間維即掃頻時間有關。因此，fmcw中頻信號中會隨著目標與雷達的相對運動被引入一個運動頻率偏移，該頻率偏移會造成目標頻率的擴展繼而會對系統的整體性能造成影響。

目前針對fmcw車載毫米波雷達信號處理算法的研究中，多是忽略這一運動頻率偏移帶來的目標頻率擴展現象。當系統掃頻帶寬較小、目標與雷達的相對速度較低時，該運動頻率偏移較小，因此這種忽略處理對系統性能的影響較小。但是在系統掃頻帶寬較大，目標與雷達相對速度較高的情況下，這種忽略處理會嚴重降低系統性能。

技術實現要素：

發明目的：針對目前車載毫米波雷達線性調頻連續波的運動頻率擴展問題，提出一種實現簡單且能夠靈活控制復雜度與性能折中的運動頻率擴展校正方法。

技術方案：為實現本發明的目的，本發明所采用的技術方案是：一種車載毫米波雷達線性調頻連續波運動頻率擴展校正方法，所述的方法步驟包括：

(1)對每根接收天線的中頻信號按照慢時間維補零并進行fft運算；

(2)按照雷達系統參數計算系統速度分辨率,并由此計算得到速度刻度向量，作為新的慢時間維坐標刻度對應的速度值；

(3)對每根接收天線中頻信號的慢時間維fft運算結果，按照每個快時間維時域單元和每個新的慢時間維頻譜單元，根據對應的速度刻度向量進行頻譜單元位置重排；

(4)對每根接收天線中頻信號進行頻譜單元位置重排后的慢時間維fft運算結果，按照每個快時間維時域單元和新的慢時間維頻譜單元，計算其對應的運動相位補償因子，并根據其進行運動相位補償；

(5)對每根接收天線中頻信號進行頻譜單元位置重排和相位補償后的慢時間維fft運算結果，按照快時間維進行fft運算，得到無運動頻率擴展的車載毫米波雷達線性調頻連續波中頻信號二維fft運算結果。

進一步的，所述步驟(1)中，對每根接收天線的中頻信號按照慢時間維補零并進行fft運算，得到其計算結果為ns＝m+nc，其中nq為系統單個掃頻率的采樣點數即快時間維采樣點數，ns為系統的慢時間維fft運算點數，m為系統的掃頻重復個數即慢時間維采樣點數，nc為系統慢時間維fft運算時的補零點數。

進一步的，所述步驟(2)中的系統速度分辨率為：

式中，c為電磁波在自由空間的傳播速度，t為系統掃頻重復時間，f0為載波中心頻率，由式(1)與系統慢時間維采樣點數m計算新的慢時間維頻譜單元位置m對應的速度值為：

v[m]＝(m-m+1)·vres,m＝1,2,...m。(2)

進一步的，所述步驟(3)中，對每根接收天線中頻信號慢時間維fft運算結果，按照每個新的慢時間維頻譜單元和快時間維時域單元根據其對應的速度值進行頻譜單元位置重排，具體方法為：

(3.1)對每根接收天線中頻信號慢時間維fft運算結果，按照每個慢時間維頻譜單元位置ns和快時間維時域單元位置計算其對應的速度參數為：

式中，μ為掃頻斜率，μ＝b/t，b為掃頻帶寬；

(3.2)按照每個新的慢時間維頻譜單元位置m和快時間維時域單元位置在不同的原慢時間維頻譜單元中搜索對應速度值與v[m]最接近的頻譜單元位置為：

將搜索得到的原慢時間維頻譜單元位置z處的頻譜信息賦值給新的慢時間維位置m處的頻譜單元內：

其中，表示y中快時間維時域單元位置為慢時間維頻譜單元位置為z處對應的復數值，表示重排后的中頻信號慢時間維fft運算結果，用表示中快時間維時域單元位置為新的慢時間頻譜單元位置為m處對應的復數值,

進一步的，所述步驟(4)中，對每根接收天線中頻信號進行頻譜單元位置重排后的慢時間維fft運算結果，按照每個新的慢時間維頻譜單元位置m和快時間維時域單元計算其對應的運動相位補償因子為：

式中，m＝1,2,...m，對重排后的慢時間維fft運算結果按照每個新的慢時間維坐標位置m和快時間維時域單元位置根據上式中計算的運動相位補償因子，進行運動相位補償，得到補償后的慢時間維fft運算結果為：

式中，表示補償后的慢時間維fft運算結果，用表示中快時間維時域單元位置為新的慢時間維頻譜單元位置為m處的復數值。

進一步的，所述步驟(5)中，對每根接收天線中頻信號頻譜單元位置重排和相位補償后的慢時間維fft運算結果按照快時間維進行fft運算，得到無運動頻率擴展的車載毫米波雷達線性調頻連續波中頻信號二維fft運算結果其中

進一步的，所述的慢時間維fft運算補零點數nc可以靈活設置，通過控制nc的數量以實現方法復雜度與系統性能之間的折中。其中，nc的值越大，方法的復雜度越高，系統性能也越高。與之相反的，nc的值越小，方法的復雜度越低，系統性能也越低。

有益效果：與現有技術相比，本發明的技術方案具有以下有益技術效果：

本發明方法能夠有效地解決已有技術方案中車載毫米波雷達線性調頻連續波的運動頻率擴展問題，明顯地提升系統性能，同時其復雜度較低、實現簡單且能夠通過控制慢時間維fft運算的補零點數靈活地控制復雜度與性能之間的折中。

附圖說明

圖1為本發明方法流程圖；

圖2為本發明具體實施方式中不同方案的系統距離參數估計性能比較；

圖3為本發明具體實施方式中不同方案的系統距離參數估計性能比較；

圖4為本發明具體實施方式中不同方案的系統距離參數估計性能比較。

具體實施方式

下面結合具體實施案列，進一步闡明本發明，應理解這些實施案例僅用于說明本發明而不用于限制本發明的范圍，在閱讀了本發明之后，本領域技術人員對本發明的各種等價形式的修改均落于本申請所附權利要求所限定的范圍。

本具體實施方式中，車載毫米波雷達的實際系統參數如表1所示。

表1實際系統參數

本具體實施方式公開了一種適用于短距離車載雷達的測角補償方法，包括以下步驟：

步驟1：對每根接收天線的中頻信號按照慢時間維補零，其中慢時間維采樣點數維128點，補零點數為384點，并按照慢時間維進行512點的fft運算，得到運算結果為y'，其中

步驟2：由表1中的實際系統參數和式(1)計算系統分辨率為v'res＝0.5945m/s，并由式(2)計算系統刻度向量為v'm＝[0.59451.18901.7835…75.501376.0958]；

步驟3：對每根接收天線中頻信號慢時間維fft運算結果y'，按照每個慢時間維頻譜單元位置ns和快時間維時域單元位置由式(3)計算其對應的速度參數為按并根據其對應的速度參數搜索其與速度刻度向量中最接近的坐標位置，并作為新的慢時間維頻譜單元位置，得到重排后的慢時間維fft運算結果為其中

步驟4：對每根接收天線中頻信號頻譜單元位置重排后的慢時間維fft運算結果，按照每個速度刻度單元m和快時間維時域單元由式(5)計算其對應的運動相位補償因子為根據上式中計算的運動相位補償因子及式(6)，進行運動相位補償，得到補償后的慢時間維fft運算結果為其中

步驟5：對每根接收天線中頻信號頻譜單元位置重排和相位補償后的慢時間維fft運算結果按照快時間維進行fft運算，得到無運動頻率擴展的車載毫米波雷達線性調頻連續波中頻信號二維fft運算結果其中

圖2、圖3和圖4分別為不同方案下的系統距離、速度和角度參數估計的性能比較仿真圖。從圖中可以看出，基于本發明所提的車載毫米波雷達線性調頻連續波運動頻率校正法方案的系統距離、速度和角度參數估計，在整個信噪比范圍內均要優于已有方案。如圖2和圖3所示，尤其是在系統距離和速度參數估計方面，相比于已有方案，基于本發明所提方案的系統距離和速度參數估計平均誤差降低了90％以上。