一種接收極弱gnss信號的高軌衛星定軌方法

一種接收極弱gnss信號的高軌衛星定軌方法
【專利摘要】本發明公開了一種接收極弱GNSS信號的高軌衛星定軌方法，該方法利用了GNSS星歷與天文導航信息分析GNSS衛星可見性與估計GNSS信號多普勒頻率范圍，采用了8*20ms相干積分時間的匹配濾波器結合導航電文估計的技術，克服了導航電文翻轉的影響并能正確獲得導航電文數據，解決了碼多普勒效應造成的相干積分值衰減問題，實現了開環結構的信號強度低至-158dBm的極弱GNSS信號精確捕獲。同時，該方法對電離層時延進行了補償，解決了超長偽距模糊度的構造問題，實現了高軌衛星的精確定軌。該方法使用超長相干積分時間，可以對信號進行間歇性的精確捕獲，極大的提高了弱信號的捕獲靈敏度并減少了能量損耗。
【專利說明】一種接收極弱GNSS信號的高軌衛星定軌方法

【技術領域】
[0001] 本發明涉及衛星導航【技術領域】，特別涉及一種接收極弱GNSS信號的高軌衛星定 軌方法。

【背景技術】
[0002] GNSS 即全球導航衛星系統，Global Navigation Satellite System。衛星導航接 收機捕獲并跟蹤多個GNSS衛星的信號，然后解調其中調制的導航數據。衛星導航接收機利 用測距碼計算GNSS衛星與用戶的相對距離，利用導航數據中的星歷數據解算衛星位置和 時間模型，進而計算出用戶的位置。
[0003] 利用GNSS信號（如GPS、北斗、GLONASS等）進行導航已經廣泛應用于空間低軌衛 星、導彈、以及地面目標。當載體運行在高于GNSS衛星星座的軌道上時，星載接收機則有著 不同的運動特性和較低的信號強度，對星載接收機中的定軌方法和其信號捕獲性能均提出 了更高的要求。
[0004] 國外已有不少學者對高軌衛星的定軌技術進行了的試驗分析。1997年12月2日 德國EQUAT0R-S衛星發射入軌，轉移軌道近地點200km，遠地點36000km，最終軌道的近地 點為67km，遠地點為500km，通過其星載GPS接收機，驗證了位于GPS衛星星座上方的接收 機對GPS信號的閉環跟蹤；同年美國空軍學院對Falcon Gold衛星在地球同步轉移軌道上 GPS信號的接收情況進行了研究，記錄了 GPS信號并測定可接收的GPS信號信噪比。2000 年公布的一個機密的美國衛星計劃論證了在地球同步軌道上利用GPS偽距數據來確定軌 道的可行性。2001年AMSAT 0SCAR-40航天器發回了當其運行在比GPS衛星星座高的軌道 空間時高增益天線所接收到的GPS觀測數據，在接近遠地點60000km高度的位置時信噪比 高達48dB-Hz。據2012年相關報道美國在高軌環境下利用GPS信號進行了定軌，其定位精 度 <50m。
[0005] 高軌GNSS信號與普通GNSS信號的最大區別在于信號強度、信號傳播特性、以及可 見GNSS衛星數目差別很大。由于高軌道的用戶星（即高軌衛星）的高度高于GNSS衛星的 高度，而GNSS衛星的信號是向下發射的，信號波束中心指向地心，因此位于高軌道的用戶 星將只能夠接收來自地球另一邊的GNSS信號。此時，由于地球的阻擋、信號與電離層作用、 自由空間損耗的加大，GNSS衛星對于用戶星的可見性和信號強度將會變得很差。具體來說， 利用高軌GNSS信號定軌有以下幾個難點：
[0006] 1、GNSS衛星可見性不強：可見GNSS衛星數目少，可見GNSS衛星的可見持續時間 短?？焖俅_定可見GNSS衛星與快速捕獲可見GNSS衛星信號是實現高軌衛星定位的基本要 求；
[0007] 2、信號強度極弱，要求積分時間極長：傳統接收機受限于速率50bps的導航數據 比特，相干積分時間最大為20ms，且必須在信號位同步后，以避免數據比特跳變的影響。如 何既能正確提取電文，又能解決數據比特跳變是實現相干積分時間延長的關鍵；
[0008] 3、隨著相干積分時間的延長，碼的多普勒效應將逐漸開始造成相干積分的衰減， 因此需要找到克服相干積分衰減的方法；
[0009] 4、偽距模糊度高：由于高軌衛星距GNSS衛星極遠，偽距的模糊度需要更精確的確 定；
[0010] 5、地球電離層延時作用：由于高軌衛星接收的是位于地球背面一側的GNSS信號， 因此信號在傳播過程中有可能經過地球電離層而發生折射。


【發明內容】

[0011] 本發明針對現有技術存在的上述不足，提供了一種接收極弱GNSS信號的高軌衛 星定軌方法。本發明通過以下技術方案實現：
[0012] 一種接收極弱GNSS信號的高軌衛星定軌方法，包括步驟：
[0013] 步驟1 :通過高軌衛星星載的星敏感器與地球敏感器獲取高軌衛星的粗略位置信 息，通過保存的初始GNSS星歷計算GNSS衛星的位置和速度，結合獲取的高軌衛星的粗略位 置信息與GNSS衛星的位置和速度，計算GNSS衛星可見性并預估GNSS信號的多普勒頻率范 圍；
[0014] 步驟2:在預估的多普勒頻率范圍內開設多個載波多普勒搜索通道，并確定相應 多普勒效應的本地C/A碼以及每個通道的載波頻率搜索范圍；
[0015] 在每個載波多普勒搜索通道內，使用該載波多普勒搜索通道對應的本地載波消除 GNSS信號的載波，使用匹配濾波器和FFT進行碼相位以及在確定的載波頻率搜索范圍內的 殘余多普勒頻率的同步搜索；使用匹配濾波器非相干累加平衡輸出對碼多普勒造成的相干 積分衰減進行補償；生成本地電文，估計GNSS信號中的導航電文，篩選正確載波多普勒頻 率與導航電文組合；
[0016] 步驟3 :對地球電離層時延進行補償，根據GNSS信號的碼相位與多普勒頻率得到 的偽距與偽距率，結合GNSS衛星狀態構造偽距模糊度，由導航濾波器定軌；
[0017] 步驟4:判斷各載波多普勒搜索通道的GNSS信號是否可連續捕獲，一旦某載波多 普勒搜索通道可連續捕獲GNSS信號，則連續解調GNSS信號中的導航電文，更新GNSS星歷。
[0018] 較佳的，步驟2具體包括：
[0019] S1、在預估的多普勒頻率范圍內開設多個載波多普勒搜索通道，并確定包含相應 多普勒效應的160ms本地C/A碼；
[0020] S2、在每一載波多普勒搜索通道，使用對應的本地載波消除GNSS信號的載波，使 用8*20ms的匹配濾波器進行碼相位與±50Hz內的殘余多普勒頻率的同步搜索，使用匹配 濾波器非相干累加平衡輸出對碼多普勒造成的相干積分衰減進行補償；
[0021] S3、在本地生成2~ (8-1)組，S卩128組8比特的本地電文，與匹配濾波器輸出的8 點數據相乘，產生新的128組8點數據；
[0022] S4、對每一組8點數據計算FFT功率譜并檢測功率譜峰值；
[0023] S5、當本地C/A碼與GNSS信號的C/A碼、本地電文與導航電文完全一致對其時， FFT計算得到的功率譜峰值最大，通過閾值判斷與峰值比較，確定GNSS信號的載波多普勒 頻率、C/A碼與導航電文；
[0024] S6、比較相鄰載波多普勒搜索通道的載波多普勒頻率檢測結果和導航電文估計結 果，將導航電文造成的偽多普勒效應排除。
[0025] 較佳的，使用匹配濾波器非相干累加平衡輸出包括：
[0026] Sl、按照半碼片移位來生成并存儲包含多普勒效應的160ms本地C/A碼；
[0027] S2、在得到GNSS信號的多普勒頻率范圍后，選取包含對應頻移的本地C/A碼與匹 配濾波器相干積分運算；
[0028] S3、將每個載波多普勒搜索通道對應的碼多普勒轉換為相應的碼片位移大小，與 當前使用的本地C/A碼的碼片位移進行比較，得到位移差并轉換為采樣點間隔X ;
[0029] S4、在GNSS信號隨時間按采樣點進入匹配濾波器運算的過程中，每次運算都選取 相距X采樣點的兩個匹配濾波器輸出進行非相干累加，從而消減相干積分衰減，平衡匹配 濾波器的輸出。
[0030] 較佳的，步驟3的對地球電離層時延進行補償包括：
[0031] 把GNSS信號的電離層折射現象作近似處理，即假設折射現象有對稱關系，建立近 似模型。
[0032] 較佳的，步驟1的通過高軌衛星星載的星敏感器與地球敏感器獲取高軌衛星的粗 略位置信息包括：
[0033] 通過地球敏感器測量到的張角計算地心矢量與地心距，通過星敏感器測量恒星矢 量，采用Ls濾波方法對高軌衛星的位置、速度進行估計。
[0034] 與現有技術相比，本發明對電離層時延進行了補償，解決了超長偽距模糊度的構 造問題，實現了高軌衛星的精確定軌。該方法可以實現超長相干積分時間，可以對信號進行 間歇性的精確捕獲，極大的提高了弱信號的捕獲靈敏度并減少了能量損耗。

【專利附圖】

【附圖說明】
[0035] 圖1所示的是本發明的整體流程圖；
[0036] 圖2所示的是本發明一個實施例中的載波多普勒頻率與碼相位同步搜索，導航電 文同步估計的示意圖；
[0037] 圖3所示的是本發明一個實施例中在單個匹配濾波器輸出后進行的導航電文估 計的流程圖；
[0038] 圖4所示的是本發明一個實施例中的真實載波多普勒頻率與導航電文組合篩選 的不意圖；
[0039] 圖5所示的是本發明一個實施例中的相干積分衰減補償方法的示意圖；
[0040] 圖6所示的是本發明一個實施例中對地球電離層折射效應建模的示意圖。
[0041] 圖7所示的是本發明一個實施例中的地球電離層時延補償方法的流程圖。

【具體實施方式】
[0042] 以下將結合本發明的附圖，對本發明實施例中的技術方案進行清楚、完整的描述 和討論，顯然，這里所描述的僅僅是本發明的一部分實例，并不是全部的實例，基于本發明 中的實施例，本領域普通技術人員在沒有做出創造性勞動的前提下所獲得的所有其他實施 例，都屬于本發明的保護范圍。
[0043] 為了便于對本發明實施例的理解，下面將結合附圖以具體實施例為例作進一步的 解釋說明，且各個實施例不構成對本發明實施例的限定。
[0044] 附圖1給出了本發明，即接收極弱GNSS信號的高軌衛星定軌方法，的一個實施實 例的總體流程圖。
[0045] 包括步驟：
[0046] 步驟1 :通過高軌衛星星載的星敏感器與地球敏感器獲取高軌衛星的粗略位置信 息，通過保存的初始GNSS星歷計算GNSS衛星的位置和速度，結合獲取的高軌衛星的粗略位 置信息與GNSS衛星的位置和速度，計算GNSS衛星可見性并預估GNSS信號的多普勒頻率范 圍；
[0047] 步驟2:在預估的多普勒頻率范圍內開設多個載波多普勒搜索通道，并確定相應 多普勒效應的本地C/A碼以及每個通道的載波頻率搜索范圍；
[0048] 在每個載波多普勒搜索通道內，使用該載波多普勒搜索通道對應的本地載波消除 GNSS信號的載波，使用匹配濾波器和FFT進行碼相位以及在確定的載波頻率搜索范圍內的 殘余多普勒頻率的同步搜索；使用匹配濾波器非相干累加平衡輸出對碼多普勒造成的相干 積分衰減進行補償；生成本地電文，估計GNSS信號中的導航電文，篩選正確載波多普勒頻 率與導航電文組合；
[0049] 步驟3 :對地球電離層時延進行補償，根據GNSS信號的碼相位與多普勒頻率得到 的偽距與偽距率，結合GNSS衛星狀態構造偽距模糊度，由導航濾波器定軌；
[0050] 步驟4 :判斷各載波多普勒搜索通道的GNSS信號是否可連續捕獲，一旦某載波多 普勒搜索通道可連續捕獲GNSS信號，則連續解調GNSS信號中的導航電文，更新GNSS星歷。
[0051] 步驟2具體包括：
[0052] S1、在預估的多普勒頻率范圍內開設多個載波多普勒搜索通道，并確定包含相應 多普勒效應的160ms本地C/A碼；
[0053] S2、在每一載波多普勒搜索通道，使用對應的本地載波消除GNSS信號的載波，使 用8*20ms的匹配濾波器進行碼相位與±50Hz內的殘余多普勒頻率的同步搜索，使用匹配 濾波器非相干累加平衡輸出對碼多普勒造成的相干積分衰減進行補償；
[0054] S3、在本地生成2~ (8-1)組，即128組8比特的本地電文，與匹配濾波器輸出的8 點數據相乘，產生新的128組8點數據；
[0055] S4、對每一組8點數據計算FFT功率譜并檢測功率譜峰值；
[0056] S5、當本地C/A碼與GNSS信號的C/A碼、本地電文與導航電文完全一致對其時， FFT計算得到的功率譜峰值最大，通過閾值判斷與峰值比較，確定GNSS信號的載波多普勒 頻率、C/A碼與導航電文；
[0057] S6、比較相鄰載波多普勒搜索通道的載波多普勒頻率檢測結果和導航電文估計結 果，將導航電文造成的偽多普勒效應排除。
[0058] 附圖2給出了本發明一個實施實例中的載波多普勒頻率與碼相位同步搜索，導航 電文同步估計的示意圖。根據多普勒頻率范圍開設多個載波多普勒并行搜索通道，以50Hz 為間隔對載波進行補償。在每個載波多普勒搜索通道內都有一個8*20ms匹配濾波器對 GNSS信號與160ms本地C/A碼進行相干積分運算。匹配濾波器采用8*20ms長度，保證能夠 獲得足夠增益來捕獲功率低至_158dBm的信號。對每次匹配濾波器輸出的8個點，在本地 生成2~8-1組，即128組8比特的本地電文，與之相乘，產生新的128組8點數據，然后對每 一組8點數據計算FFT功率譜并檢測功率譜峰值。當本地C/A碼與信號內C/A碼、本地導 航電文與信號內導航電文完全一致對齊時，進入FFT計算的數據將為純粹的多普勒頻率正 弦波。此時FFT計算得到的功率譜峰值將達到最大，因此通過閾值判斷與峰值比較，可以同 時確定信號的載波多普勒頻率、C/A碼相位與包含的導航電文。
[0059] 需指出，上訴步驟是個多層次的并行處理過程，即最外層的載波多普勒多通道并 行搜索、內一層的匹配濾波器內信號并行相干積分、再內一層的匹配濾波器輸出與128組 導航電文并行相乘、最內一層的FFT并行計算。
[0060] 由于C/A碼長度達到了 160ms，碼多普勒效應的存在需要被考慮進來。以GPS的 Ll信號為例，當載波多普勒達到5000Hz時，碼多普勒效應等效于半個碼片的偏移。因此無 多普勒效應的本地C/A碼與該信號內C/A碼在一端對齊的同時，另一端必然會有半個碼片 的錯位，此時匹配濾波器的輸出將發生從對齊端向非對齊端的相干積分衰減。使用匹配濾 波器非相干累加平衡輸出包括：
[0061] Sl、按照半碼片移位來生成并存儲包含多普勒效應的160ms本地C/A碼；
[0062] S2、在得到GNSS信號的多普勒頻率范圍后，選取包含對應頻移的本地C/A碼與匹 配濾波器相干積分運算；
[0063] S3、將每個載波多普勒搜索通道對應的碼多普勒轉換為相應的碼片位移大小，與 當前使用的本地C/A碼的碼片位移進行比較，得到位移差并轉換為采樣點間隔X ;
[0064] S4、在GNSS信號隨時間按采樣點進入匹配濾波器運算的過程中，必有相距采樣點 間隔X的兩個匹配濾波器的輸出，由于C/A碼分別在兩端對齊，產生兩個相反方向的相干積 分衰減。因此，每次運算都選取相距X采樣點的兩個匹配濾波器輸出進行非相干累加，從而 消減相干積分衰減，平衡匹配濾波器的輸出。
[0065] 附圖3給出了本發明一個實施實例中在單個匹配濾波器輸出后進行的導航電文 估計的流程圖。對某一匹配濾波器的輸出，使用128種導航電文組合與其相乘，則其可以計 算得到128種功率譜。當本地電文與信號中的導航電文一致時，兩者抵消，除載波多普勒頻 率以外的其它頻率干擾達到最小，此時的功率譜峰值達到最大。因此最大功率譜峰值對應 的導航電文組合為正確導航電文組合。
[0066] 需指出，該圖只顯示了單個匹配濾波器輸出后進行的導航電文估計的流程圖。導 航電文組合的確定，還需要包括更外層的功率譜峰值比較，包括不同碼相位和不同載波頻 率搜索通道對應的功率譜峰值的比較。
[0067] 比較相鄰載波多普勒搜索通道的載波多普勒頻率檢測結果具體如下：
[0068] 無論如何，在單個載波多普勒搜索通道內，總能在128種正極性本地電文組合中， 找到2種本地電文組合DLl與DL2,在與真實導航電文相乘后，得到2組值：DEl= [I I I 1 I I I 1]和DE2= [I -I -I -I -I -I -I -1]。因此在FFT功率譜結果中可以發現2組 幅值皆為W，頻率和相應導航電文不同的檢測結果[FI Dl]和[F2 D2]。對這兩組結果，需 要進行篩選。
[0069] 假設A、B、C三個相鄰載波多普勒搜索通道，可知A的-50Hz范圍與B的+50Hz范 圍重合，B的-50Hz與C的+50Hz范圍重合。若在載波多普勒搜索通道B內檢測到[FI Dl] 和[F2 D2]，則在A的-50Hz范圍和C的+50Hz范圍，兩個范圍內必然有一個可以檢測到一 個[F2 Dl]和[FI D2]的組合，幅值記為Wx。
[0070] 比較W和Wx。若W>Wx，則真實多普勒頻率與導航電文組合為B通道內的[FI Dl] 和[F2 D2]中多普勒頻率小的組合；若W〈Wx，則真實多普勒頻率與導航電文組合為B通道 內的[FI Dl]和[F2 D2]中多普勒頻率大的組合；若W = Wx,則真實多普勒頻率與導航電 文組合為B通道內的[FI Dl]和[F2 D2]中多普勒頻率為25Hz的組合。
[0071] 附圖4給出了本發明一個實施實例中的真實載波多普勒頻率與導航電文組 合篩選的示意圖。假設真實的多普勒頻率為B通道中的12. 5Hz，則其等效于A通道中 的-37. 5Hz。在單個載波多普勒搜索通道內，總能在128種正極性本地電文組合中，找到2 種本地電文組合在與真實導航電文相乘后，得到2組值：DEl= [I I I I I I I 1]和DE2 =[I -I -I -I -I -I -I -1]。因此在B通道的FFT功率譜結果中可以發現2組幅值皆為 W，頻率和相應導航電文不同的檢測結果[12. 5HZ Dl]和[37. 5Hz D2];在A通道的FFT功 率譜結果中可以發現2組幅值皆為Wx，頻率和相應導航電文不同的檢測結果[37. 5HZ Dl] 和[12. 5Hz D2]。
[0072] 由于在其它載波多普勒搜索通道沒有檢測到多普勒頻率與導航電文的組合，因此 可以確定A、B通道中頻率的符號：A為[-37. 5HZ Dl]和[-12. 5Hz D2]，B為[12. 5HZ Dl] 和[37. 5Hz D2]。這樣就確定了多普勒頻率所在的區間。
[0073] 由于匹配濾波器具有相干積分值隨頻率升高而減小的性質，B通道中12. 5Hz多普 勒頻率的峰值W -定比A通道中-37. 5Hz多普勒頻率的峰值Wx大；反過來說，若假設真實 多普勒頻率為B通道的37. 5Hz的話，其幅值W應該比A通道中的-12. 5Hz多普勒頻率的 峰值Wx小，這與事實不符。因此可以判斷真實多普勒頻率為B通道中的12. 5Hz，A通道中 的-37. 5Hz，對應的導航電文組合為Dl。
[0074] 附圖5給出了本發明一個實施實例中的相干積分衰減補償方法的示意圖。由于C/ A碼長度達到了 160ms，碼多普勒效應的存在需要被考慮進來。以GPS的Ll信號為例，當載 波多普勒達到5000Hz時，碼多普勒效應等效于半個碼片的偏移。因此無多普勒效應的本地 C/A碼與該信號內C/A碼在一端對齊的同時，另一端必然會有半個碼片的錯位，此時匹配濾 波器的輸出將發生從對齊端向非對齊端的相干積分衰減。
[0075] 由于包含多普勒效應的160ms長度C/A碼無法實時生成，因此需按照半碼片移位 來生成并存儲包含多普勒效應的160ms長度本地C/A碼。如圖5所示，在確定載波多普勒 范圍之后，選取相應的包含該頻移的本地C/A碼參與匹配濾波器相干積分運算。在采樣頻 率已知的條件下，可以計算出當前載波多普勒搜索通道內本地C/A碼與信號碼的位移差并 轉換為采樣點間隔X。這里假設X = 5。在匹配濾波隨時間按采樣點滑動的過程中，假設在 滑動到1個采樣點后，本地碼與信號碼左端對齊，右端錯位半個碼片，即5個采樣點；則在匹 配濾波隨時間按采樣點滑動5個采樣點后，本地碼與信號碼必然在右端對齊，左端錯位半 個碼片5個采樣點。這兩次匹配濾波器的計算由于C/A碼分別在兩端對齊，將產生兩個相 反方向的相干積分衰減。因此，對這兩個匹配濾波器輸出進行非相干累加，就可以抵消相干 積分衰減，平衡匹配濾波器的輸出。
[0076] 類似的，對每個匹配濾波器輸出都進行該非相干累加，再進行導航電文估計與FFT 功率譜計算，則可以消除相干積分衰減的影響。
[0077] 附圖6、7分別給出了本發明一個實施實例中對地球電離層折射效應建模、補償的 示意圖。把GNSS信號電離層折射現象作近似處理，即假設折射現象有對稱關系，按照圖中 關系建立如下近似模型：

【權利要求】
1. 一種接收極弱GNSS信號的高軌衛星定軌方法，其特征在于，包括步驟：步驟1 :通過高軌衛星星載的星敏感器與地球敏感器獲取高軌衛星的粗略位置信息， 通過保存的初始GNSS星歷計算GNSS衛星的位置和速度，結合獲取的高軌衛星的粗略位置 信息與GNSS衛星的位置和速度，計算GNSS衛星可見性并預估GNSS信號的多普勒頻率范 圍；步驟2:在預估的多普勒頻率范圍內開設多個載波多普勒搜索通道，并確定相應多普 勒效應的本地C/A碼以及每個通道的載波頻率搜索范圍；在每個載波多普勒搜索通道內，使用該載波多普勒搜索通道對應的本地載波消除GNSS 信號的載波，使用匹配濾波器和FFT進行碼相位以及在確定的載波頻率搜索范圍內的殘余 多普勒頻率的同步搜索；使用匹配濾波器非相干累加平衡輸出對碼多普勒造成的相干積分 衰減進行補償；生成本地電文，估計GNSS信號中的導航電文，篩選正確載波多普勒頻率與 導航電文組合；步驟3 :對地球電離層時延進行補償，根據GNSS信號的碼相位與多普勒頻率得到的偽 距與偽距率，結合GNSS衛星狀態構造偽距模糊度，由導航濾波器定軌；步驟4 :判斷各載波多普勒搜索通道的GNSS信號是否可連續捕獲，一旦某載波多普勒 搜索通道可連續捕獲GNSS信號，則連續解調GNSS信號中的導航電文，更新GNSS星歷。
2. 根據權利要求1所述的接收極弱GNSS信號的高軌衛星定軌方法，其特征在于，步驟 2具體包括： 51、 在預估的多普勒頻率范圍內開設多個載波多普勒搜索通道，并確定包含相應多普 勒效應的160ms本地C/A碼；52、 在每一載波多普勒搜索通道，使用對應的本地載波消除GNSS信號的載波，使用 8*20ms的匹配濾波器進行碼相位與±50Hz內的殘余多普勒頻率的同步搜索，使用匹配濾 波器非相干累加平衡輸出對碼多普勒造成的相干積分衰減進行補償；53、 在本地生成2~ (8-1)組，S卩128組8比特的本地電文，與匹配濾波器輸出的8點數 據相乘，產生新的128組8點數據；54、 對每一組8點數據計算FFT功率譜并檢測功率譜峰值；55、 當本地C/A碼與GNSS信號的C/A碼、本地電文與導航電文完全一致對其時，FFT計 算得到的功率譜峰值最大，通過閾值判斷與峰值比較，確定GNSS信號的載波多普勒頻率、 C/A碼與導航電文；56、 比較相鄰載波多普勒搜索通道的載波多普勒頻率檢測結果和導航電文估計結果， 將導航電文造成的偽多普勒效應排除。
3. 根據權利要求2所述的接收極弱GNSS信號的高軌衛星定軌方法，其特征在于，所述 使用匹配濾波器非相干累加平衡輸出包括： 51、 按照半碼片移位來生成并存儲包含多普勒效應的160ms本地C/A碼；52、 在得到GNSS信號的多普勒頻率范圍后，選取包含對應頻移的本地C/A碼與匹配濾 波器相干積分運算；53、 將每個載波多普勒搜索通道對應的碼多普勒轉換為相應的碼片位移大小，與當前 使用的本地C/A碼的碼片位移進行比較，得到位移差并轉換為采樣點間隔X ;54、 在GNSS信號隨時間按采樣點進入匹配濾波器運算的過程中，每次運算都選取相距X采樣點的兩個匹配濾波器輸出進行非相干累加，從而消減相干積分衰減，平衡匹配濾波器 的輸出。
4. 根據權利要求1所述的接收極弱GNSS信號的高軌衛星定軌方法，其特征在于，步驟 3所述的對地球電離層時延進行補償包括： 把GNSS信號的電離層折射現象作近似處理，即假設折射現象有對稱關系，建立近似模 型。
5. 根據權利要求1所述的接收極弱GNSS信號的高軌衛星定軌方法，其特征在于，步驟 1所述的通過高軌衛星星載的星敏感器與地球敏感器獲取高軌衛星的粗略位置信息包括： 通過地球敏感器測量到的張角計算地心矢量與地心距，通過星敏感器測量恒星矢量， 采用Ls濾波方法對高軌衛星的位置、速度進行估計。
【文檔編號】G01S19/30GK104459731SQ201410698272
【公開日】2015年3月25日 申請日期:2014年11月27日 優先權日:2014年11月27日
【發明者】夏軒, 趙健康, 孫俊, 陽光 申請人:上海交通大學, 中國航天科技集團公司第八研究院第八〇三研究所